电源滤波电路

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范文一:电源滤波电路(图)电源滤波电路解析

电源滤波电路、整流电源滤波电路分析

电源滤波电路

整流电路的输出电压不是纯粹的直流,从示波器观察整流电路的输出,与直流相差很大,波形中 含有较大的脉动成分,称为纹波。为获得比较理想的直流电压,需要利用具有储能作用的电抗性元件(如电容、电感)组成的滤波电路来滤除整流电路输出电压中的 脉动成分以获得直流电压。

常用的滤波电路有无源滤波和有源滤波两大类。无源滤波的主要形式有电容滤波、电感滤波和复式滤波(包括倒L型、LC滤波、LCπ型滤波和RCπ型滤 波等)。有源滤波的主要形式是有源RC滤波,也被称作电子滤波器。直流电中的脉动成分的大小用脉动系数来表示,此值越大,则滤波器的滤波效果越差。 脉动系数(S)=输出电压交流分量的基波最大值/输出电压的直流分量

半波整流输出电压的脉动系数为S=1.57,全波整流和桥式整流的输出电压的脉动系数S≈O.67。对于全波和桥式整流电路采用C型滤波电路 后,其脉动系数S=1/(4(RLC/T-1)。(T为整流输出的直流脉动电压的周期。)

电阻滤波电路

RC-π型滤波电路,实质上是在电容滤波的基础上再加一级RC滤波电路组成的。如图1(B)RC滤波电路。若用S表示C1两端电压的脉动系数,则输 出电压两端的脉动系数S=(1/ωC2R)S。

由分析可知,电阻R的作用是将残余的纹波电压降落在电阻两端,最后由C2再旁路掉。在ω值一定的情况下,R愈大,C2愈大,则脉动系数愈小,也就是滤 波效果就越好。而R值增大时,电阻上的直流压降会增大,这样就增大了直流电源的内部损耗;若增大C2的电容量,又会增大电容器的体积和重量,实现起来也不 现实。这种电路一般用于负载电流比较小的场合.

电感滤波电路

根据电抗性元件对交、直流阻抗的不同,由电容C及电感L所组成的滤波电路的基本形式如图1所示。因为电容器C对直流开路,对交流阻抗小,所以C并联在负载 两端。电感器L对直流阻抗小,对交流阻抗大,因此L应与负载串联。

(A)电容滤波 (B) C-R-C或RC-π型电阻滤波 脉动系数S=(1/ω

C2R')S'

(C) L-C电感滤

波 (D) π型滤波或叫C-L-C滤波 图1 无源滤波电路的基本形式

并联的电容器C

在输入电压升高时,给电容器充电,可把部分能量存储在电容器中。而当输入电压降低时,电容两端电压以指数规律放电,就可以把存储的能量释放 出来。经过滤波电路向负载放电,负载上得到的输出电压就比较平滑,起到了平波作用。若采用电感滤波,当输入电压增高时,与负载串联的电感L中的电流增加, 因此电感L将存储部分磁场能量,当电流减小时,又将能量释放出来,使负载电流变得平滑,因此,电感L也有平波作用。

利用储能元件电感器L的电流不能突变的特点,在整流电路的负载回路中串联一个电感,使输出电流波形较为平滑。因为电感对直流的阻抗小,交流的阻抗大,因此 能够得到较好的滤波效果而直流损失小。电感滤波缺点是体积大,成本高.

桥式整流电感滤波电路如图2所示。电感滤波的波形图如图2所示。根据电感的特点,当输出电流发生变化时,L中将感应出一个反电势,使整流管的导电角 增大,其方向将阻止电流发生变化。

图2电感滤波电路

在桥式整流电路中,当u2正半周时,D1、D3导电,电感中的电流将滞后u2不到90°。当u2超过90°后开始下降,电感上的反电势有助于D1、D3继 续导电。当u2处于负半周时,D2、D4导电,变压器副边电压全部加到D1、D3两端,致使D1、D3反偏而截止,此时,电感中的电流将经由D2、D4提 供。由于桥式电路的对称性和电感中电流的连续性,四个二极管D1、D3;D2、D4的导电角θ都是180°,这一点与电容滤波电路不同。

图3电感滤波电路波形图

已知桥式整流电路二极管的导通角是180°,整流输出电压是半个半个正弦波,其平均值约为 。电感滤波电路,二极管的导通角也是180°,当忽略电感器L的电阻时,负载上输出的电压平均值也是 。如果考虑滤波电感的直流电阻R,则电感滤波电路输出的电压平均值为

要注意电感滤波电路的电流必须要足够大,即RL不能太大,应满足wL>>RL,此时IO(AV)可用下式计算

由于电感的直流电阻小,交流阻抗很大,因此直流分量经过电感后的损失很小,但是对于交流分量,在wL和 上分压后,很大一部分交流分量降落在电感上,因而降低了输出电压中的脉动成分。电感L愈大,RL愈小,则滤波效果愈好,所以电感滤波适用于负载电流比较大 且变化比较大的场合。采用电感滤波以后,延长了整流管的导电角,从而避免了过大的冲击电流。

电容滤波原理详解

1.空载时的情况

当电路采用电容滤波,输出端空载,如图4(a)所示,设初始时电容电压uC为零。接入电源后,当u2在正半周时,通过D1、D3向电容器C充电;当 在u2的负半周时,通过D2、D4向电容器C充电,充电时间常数为

(a)电路图 (b)波形图

图4 空载时桥式整流电容滤波电路

式中 包括变压器副边绕组的直流电阻和二极管的正向导通电阻。由于 一般很小,电容器很快就充到交流电压u2的最大值 ,如波形图2(b) 的时刻。此后,u2开始下降,由于电路输出端没接负载,电容器没有放电回路,所以电容电压值uC不变,此时,uC>u2,二极管两端承受反向电压,处于截 止状态,电路的输出电压

况如下。 ,电 路输出维持一个恒定值。实际上电路总要带一定的负载,有负载的情

2.带载时的情况

图5给出了电容滤波电路在带电阻负载后的工作情况。接通交流电源后,二极管导通,整流电源同时向电容充电和向负载提供电流,输出电压的波形是正弦 形。在 时刻,即达到u2 90°峰值时,u2开始以正弦规律下降,此时二极管是否关断,取决于二极管承受的是正向电压还是反向电压。

先设达到90°后,二极管关断,那么只有滤波电容以指数规律向负载放电,从而维持一定的负载电流。但是90°后指数规律下降的速率快,而正弦波下降 的速率小,所以超过90°以后有一段时间二极管仍然承受正向电压,二极管导通。随着u2的下降,正弦波的下降速率越来越快,uC 的下降速率越来越慢。所以在超过90°后的某一点,例如图5(b)中的t2时刻,二极管开始承受反向电压,二极管关断。此后只有电容器C向负载以指数规律 放电的形式提供电流,直至下一个半周的正弦波来到,u2再次超过uC,如图5(b)中的t3时刻,二极管重又导电。

以上过程电容器的放电时间常数为

电容滤波一般负载电流较小,可以满足td较大的条件,所以输出电压波形的放电段比较平缓,纹波较小,输出脉动系数S小,输出平均电压UO(AV)大,具有 较好的滤波特性。

(a)电路图 (b)波形图

5带载时桥式整流滤波电路

以上滤波电路都有一个共性,那就是需要很大的电容容量才能满足要求,这样一来大容量电容在加电瞬间很有很大的短路电流,这个电流对整流二极管,变压器冲击 很大,所以现在一般的做法是在整流前加一的 功率型NTC热敏电阻来维持平 衡,因NTC热敏电阻在常温下电阻很大,加电后随着温度升高,电阻阻值迅速减小,这个电路叫软起动电路。这种电路缺点是:断电后,在热时间常数内, NTC热敏电阻没有恢复到零功率电阻值,所以不宜频繁的开启。

为什么整流后加上滤波电容在不带负载时电压为何升高?这是因为加上滤波测得的电压是含有脉动成分的峰值电压,加上负载后就是平均值,计算:峰值电 压=1.414×理论输出电压

有源滤波-电子电路滤波

电阻滤波本身有很多矛盾,电感滤波成本又高,故一般线路常采用有源滤波电路,电路如图6。它是由C1、R、C2组成的π型RC滤波电路与有源器件晶 体管T组成的射极输出器连接而成的电路。由图6可知,流过R的电流IR=IE/(1+β)=IRL/(1+β)。流过电阻R的电流仅为负载电流的 1/(1+β).所以可以采用较大的R,与C2配合以获得较好的滤波效果,以使C2两端的电压的脉动成分减小,输出电压和C2两端的电压基本相等,因此输 出电压的脉动成分也得到了削减。

从RL负载电阻两端看,基极回路的滤波元件R、C2折合到射极回路,相当于R减小了(1+β)倍,而C2增大了(1+β)倍。这样所需的电容 C2只是一般RCπ型滤波器所需电容的1/β,比如晶体管的直流放大系数β=50,如果用一般RCπ型滤波器所需电容容量为1000μF,如采用电子滤波 器,那么电容只需要20μF就满足要求了。采用此电路可以选择较大的电阻和较小的电容而达到同样的滤波效果,因此被广泛地用于一些小型电子设备的电源之 中。

范文二:有源滤波电路

深 圳 大 学 实 验 报 告

课程名称:

学号: 2013800656 班级: 八班

实验时间:

实验报告提交时间:

一 实验目的

1.掌握有源滤波电路的构成及其特性。 2.学会测量有源滤波电路的幅频特性。

二 仪器及设备 1.信号发生器 2.交流毫伏表

三 实验任务

任务一 熟悉低通滤波电路 电路如图1所示。

图 1 压控电压源二阶低通滤波电路

实验电路中R1R220k;递函数为 电压放大倍数为

C1C2200nF;R310k,R410k电路传

(s)Au

Aup

1(3Aup)sRC(sRC)2

Aup

ff

1()j(3Aup)

f0f0

Au(f)

任务二 熟悉高通滤波电路 电路如图3所示。

图3 压控电压源二阶高通滤波电路

实验电路中R1R210k;递函数为

C1C2100nF;R310k,R410k电路传

(sRC)2

Au(s)Aup

1(3Aup)sRC(sRC)2

电压放大倍数为

(

Au(f)Aup

f2)f0

ff2

1j()

Qf0f0

四:数据记录

实验数据抄录如下:(原始数据在最后一页)

任务一

截止频率f0

1

=39.8Hz 2RC

由数据可知,在30Hz过度到60Hz时,其电压大幅度减少,可知其截至频率在此段范围中,在数据中,以50Hz到60Hz下降最为明显,与理论值39.8Hz有一定误差,这是由于实验中导线和仪器等客观因素引起的,其实验结果仍能接受。

任务二

截止频率f0

1

=159.2Hz 2RC

由数据可知,在160Hz过度到50Hz时,其电压大幅度减少,可知其截至频率在此段范围中,在数据中,以130Hz到100Hz下降最为明显,与理论值159.2Hz有一定误差,这是由于实验中导线和仪器等客观因素引起的,其实验结果仍能接受

由实验数据可得用EXCEL画得两曲线如下:

五、实验结论与误差分析

在低通滤波实验中当频率由10Hz变化到30Hz再由30Hz到40Hz时有效值由低到高再变

低可能是实验过程中测量结果有偏差但总的结果还是符合,即在截止频率时电压值开始明显的下降。

在高通滤波实验中实验结果比较符合理论值,在150Hz,200Hz,300Hz,400Hz时电压值都比较稳定即导通

六、思考题

低通滤波器和高通滤波器串联就可以构成带通滤波电路。

当C=0.1uF,R=800,R2=400时,此带通滤波的中心频率为300Hz,带宽为200Hz。

指导教师批阅意见:

成绩评定:

注: 1、报告内的项目或内容设置,可根据实际情况加以调整和补充;

2、教师批改学生实验报告时间应在学生提交实验报告时间后10日内; 3、教师可根据实验报告整体情况酌情扣分(10分)。

范文三:有源滤波电路

实验八 有源滤波电路

一、实验目的

1. 熟悉有源滤波器电路构成及其特性。 2. 掌握测量有源滤波器电路幅频特性的方法。

二、实验仪器

1. 模拟电路实验箱 2. 示波器 3. 信号发生器 4. 数字万用表

三、预习要求

1. 预习教材有关有源滤波电路内容

2. 分析实验电路,写出电路的增益特性表达式 3. 计算实验电路的截止频率或中心频率 4. 画出实验电路的幅频特性曲线

四、实验内容

1. 低通滤波电路

vi

vo

实验电路中的反馈电阻RF选用22k电位器,其值设定为5.7k。按下表要求测量。

2. 高通滤波电路

vi

vo

实验电路中的反馈电阻RF选用22k电位器,其值设定为5.7k。按下表要求测量。

3. 带阻滤波电路

vi

vo

a) 实测电路中心频率 b) 测出电路幅频特性

五、实验报告

1. 整理实验数据,画出各实验电路的幅频特性曲线。 2. 计算理论值,并与实验结果相比较,分析误差。

六、思考题

1. 如何组成带通滤波电路?试设计一中心频率为300Hz,带宽200Hz

的带通滤波电路。

范文四:有源滤波电路

物理电子工程学院

有源滤波电路

一 实验目的

1.熟悉有源滤波器构成及其特性 2.学会测量有源滤波器幅频特性 二 仪器及设备

1.示波器 2.信号发生器 三 预习要求

1.预习教材有关滤波器内容

2.分析图4.1,4.2及4.3所示电路,写出他们的增益表达式 3.计算图4.1,4.2电路的截止频率,如4.3电路的中心频率 4.画出三个电路的幅频特性曲线 四 实验原理

在实际的电子系统中,输入信号旺旺是含有多种频率成分的复杂信号,还可能包含噪音、干扰等,因此需要设法将有用频率信号挑选出来,将无用信号衰减到足够小,以致抑制掉。这就需要具有选频功能的电路,即滤波电路。滤波电路能使特性频率范围内的信号顺利通过,而组织其他频率信号的通过。

按照滤波器的工作频率滤波器可分为低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器、和全通滤波器。按滤波器传输函数的极点数又可分为一阶滤波器和二阶滤波器等。如滤波器仅由无源元件(电阻、电容、电感)组成,则称为无源滤波器。如果滤波器含有有源器件(三极管、运算放大器等),则称为有缘滤波器。

有运算放大器和电阻R、电容C组成的滤波器称为RC有源滤波器。由于集成运算放大器的带宽有限,目前RC有源滤波器的最高工作频率只能达到1MHz左右。

滤波器的阶数越高,其性能越近似于理想滤波器特性。

滤波作用:尽可能减少脉动的的直流电压中的交流成分,保留其直流成分,使输出电压纹波系数降低,波形变得比较平滑

有源滤波只是用与信号处理,不适用于高电压大电流

高通:信号频率为0时,电压放大倍数为0,;信号频率为无穷大时,电压放大倍数为一确定值。

低通:信号频率为0时,电压放大倍数为确定值;信号频率为无穷大时,电压放大倍数为0。

带通:信号频率为0和无穷大时,电压放大倍数均为0。

带阻:信号频率为0和无穷大时,电压放大倍数为确定值,信号频率在0到无穷大之间时,电压放大倍数为0。

本实验中,低通、高通、带阻滤波器的上限截止频率、下线截止频率和中心频率分别为fL=40Hz 、fH=159Hz 、fo=80Hz 。

低频时,Y轴接DC档

五 实验内容

1.低通滤波器

实验电路如何4.1所示。其中,反馈电阻Rf 选用22k电位器,5.7k为设定值。

图4.1低通滤波器

按表4.1内容测量并记录

表4.1

2.高通滤波器

实验电路如何4.2所示。其中,反馈电阻Rf 选用22k电位器,5.7k为设定

值。

图4.2高通滤波器

按表4.2内容测量并记录

表4.2

3.带阻滤波器

实验电路如何4.3所示。

图4.1带阻滤波器

(1)实测电路中心频率。

(2)以实测中心频率为中心,测出电路中心频率。 按表4.3内容测量并记录

表4.3

六 注意事项

在实验过程中,改变输入信号频率时,注意保持输入电压峰–峰不变。 七 数据记录与处理

1.按表4.1处理所得低通滤波器幅频特性曲线如下图4.1.1所示

2.按表4.2处理所得低通滤波器幅频特性曲线如下图4.2.1所示

3.按表4.3处理所得带阻滤波器幅频特性曲线如下图4.3.1所示

八 实验总结

根据实验测得数据得出的幅频特性曲线和理论特性曲线有些差别,主要由于实验仪器和测量手段的不精确以及设备电路不稳定造成,这种误差可通过提高仪器精度和测量准确性来进行改进。

范文五:讲稿三电源滤波电路

7.3 滤波电路

7.3.1 电容滤波电路 (1)滤波的基本概念

滤波电路利用电抗性元件对交、直流阻抗的不同,实现滤波。电容器C对直流开路,对交流阻抗小,所以C应该并联在负载两端。电感器L对直流阻抗小,对交流阻抗大,因此L 应与负载串联。经过滤波电路后,既可保留直流分量、又可滤掉一部分交流分量,改变了交直流成分的比例,减小了电路的脉动系数,改善了直流电压的质量。 (2)电容滤波电路

现以单相桥式电容滤波整流电路为例来说明。电容滤波电路如图,在负载电阻上并联了一个滤波电容C。

电容滤波电路

(3)滤波原理

电路处于正半周,二极管D1、D3导通,变压器次端电压v2给电容器

C充电。此时C相当于并联在v2上,所以输出波形同v2 ,是正弦形。

电容滤波波形图

在刚过90°时,正弦曲线下降的速率很慢。所以刚过90°时二极管仍然导通。在超过90°后的某个点,正弦曲线下降的速率越来越快,当刚超过指数曲线起始放电速率时,二极管关断。

所以,在t1到t2时刻,二极管导电,C充电,vC=vL按正弦规律变化;t2到t3时刻二极管关断,vC=vL按指数曲线下降,放电时间常数为RLC。电容滤波过程见图。

需要指出的是,当放电时间常数RLC增加时,t1点要右移, t2点要左移,二极管关断时间加长,导通角减小,见曲线3;

反之,RLC减少时,导通角增加。显然,当RL很小,即IL很大时,电容滤波的效果不好,见图滤波曲线中的2。

反之,当RL很大,即IL很小时,尽管C较小, RLC仍很大,电容滤波的效果也很好,见滤 波曲线中的3。所以电容滤波适合输出电流较小的场合

(4)电容滤波的计算

电容滤波的计算比较麻烦,因为决定输出电压的因素较多。工程上有详细的曲线可供查阅。一般常采用以下近似估算法: 一种是用锯齿波近似表示,即

VL=VO=

2V2(1−

T

4RLC

(或另一种是在RLC=(3~5)T/ 2的条件下,近似认为VL=VO=1.2V2。者,电容滤波要获得较好的效果,工程上也通常应满足wRLC≥6~10。) (5)外特性

整流滤波电路中,输出直流电压VL随负载电流 IO的变化关系曲线如图15.09所示。

RL=∞C=0

,,

VO=2V2VO=0.9V2(3~5)

T2

τ

d=RLC

VO≈1.2V2

整流滤波电路的外特性

7.3.2 电感滤波电路

利用储能元件电感器L的电流不能突变的性质,把电感L与整流电路的负载RL相串联,也可以起到滤波的作用。

电感滤波电路

当v2正半周时,D1、D3导电,电感中的电流将滞后v2。当负半周时,电感中的电流将经由D2、D4提供。因桥式电路的对称性,和电感中电流的连续性,四个二极管D1、D3 ; D2、D4的导通角都是180°。

波形图

范文六:单电源运放与滤波电路

我们经常看到很多非常经典的运算放大器应用图集,但是他们都建立在双电源的基础上,很多时候,电路的设计者必须用单电源供电,但是他们不知道该如何将双电源的电路转换成单电源电路。在设计单电源电路时需要比双电源电路更加小心,设计者必须要完全理解这篇文章中所述的内容。

1. 1 电源供电和单电源供电

所有的运算放大器都有两个电源引脚,一般在资料中,它们的标识是VCC+和VCC-,但是有些时候它们的标识是VCC+和GND。这是因为有些数据手册的作者企图将这种标识的差异作为单电源运放和双电源运放的区别。但是,这并不是说他们就一定要那样使用――他们可能可以工作在其他的电压下。在运放不是按默认电压供电的时候,需要参考运放的数据手册,特别是绝对最大供电电压和电压摆动说明。

绝大多数的模拟电路设计者都知道怎么在双电源电压的条件下使用运算放大器,比如图一左边的那个电路,一个双电源是由一个正电源和一个相等电压的负电源组成。一般是正负15V,正负12V 和正负5V 也是经常使用的。输入电压和输出电压都是参考地给出的,还包括正负电压的摆动幅度极限Vom 以及最大输出摆幅。

单电源供电的电路(图一中右)运放的电源脚连接到正电源和地。正电源引脚接到VCC+,地或者VCC-引脚连接到GND。将正电压分成一半后的电压作为虚地接到运放的输入引脚上,这时运放的输出电压也是该虚地电压,运放的输出电压以虚地为中心,摆幅在Vom 之内。有一些新的运放有两个不同的最高输出电压和最低输出电压。这种运放的数据手册中会特别分别指明Voh 和Vol。需要特别注意的是有不少的设计者会很随意的用虚地来参考输入电压和输出电压,但在大部分应用中,输入和输出是参考电源地的,所以设计者必须在输入和输出的地方加入隔直电容,用来隔离虚地和地之间的直流电压。(参见1.3 节)

图一

通常单电源供电的电压一般是5V,这时运放的输出电压摆幅会更低。另外现在运放的供电电压也可以是3V 也或者会更低。出于这个原因在单电源供电的电路中使用的运放基本上都是Rail-To-Rail 的运放,这样就消除了丢失的动态范围。需要特别指出的是输入和输出不一定都能够承受Rail-To-Rail 的电压。虽然器件被指明是Rail-To-Rail 的,如果运放的输出或者输入不支持Rail-To-Rail,接近输入或者接近输出电压极限的电压可能会使运放的功能退化,所以需要仔细的参考数据手册是否输入和输出是否都是Rail-To-Rail。这样才能保证系统的功能不会退化,这是设计者的义务。

1. 2 虚地

单电源工作的运放需要外部提供一个虚地,通常情况下,这个电压是VCC/2,图二 的电路可以用来产生VCC/2 的电压,但是他会降低系统的低频特性。

图二

R1 和R2 是等值的,通过电源允许的消耗和允许的噪声来选择,电容C1 是一个低通滤波器,用来减少从电源上传来的噪声。在有些应用中可以忽略缓冲运放。在下文中,有一些电路的虚地必须要由两个电阻产生,但是其实这并不是完美的方法。在这些例子中,电阻值都大于100K,当这种情况发生时,电路图中均有注明。

1. 3 交流耦合

虚地是大于电源地的直流电平,这是一个小的、局部的地电平,这样就产生了一个电势问题:输入和输出电压一般都是参考电源地的,如果直接将信号源的输出接到运放的输入端,这将会产生不可接受的直流偏移。如果发生这样的事情,运放将不能正确的响应输入电压,因为这将使信号超出运放允许的输入或者输出范围。

解决这个问题的方法将信号源和运放之间用交流耦合。使用这种方法,输入和输出器件就都可以参考系统地,并且运放电路可以参考虚地。

当不止一个运放被使用时,如果碰到以下条件级间的耦合电容就不是一定要使用: 第一级运放的参考地是虚地

第二级运放的参考第也是虚地

这两级运放的每一级都没有增益。任何直流偏置在任何一级中都将被乘以增益,并且可能使得电路超出它的正常工作电压范围。

如果有任何疑问,装配一台有耦合电容的原型,然后每次取走其中的一个,观察电工作是否正常。除非输入和输出都是参考虚地的,否则这里就必须要有耦合电容来隔离信号源和运放输入以及运放输出和负载。一个好的解决办法是断开输入和输出,然后在所有运放的两个输入脚和运放的输出脚上检查直流电压。所有的电压都必须非常接近虚地的电压,如果不是,前级的输出就就必须要用电容做隔离。(或者电路有问题)

1. 4 组合运放电路

在一些应用中,组合运放可以用来节省成本和板上的空间,但是不可避免的引起相互之间的耦合,可以影响到滤波、直流偏置、噪声和其他电路特性。设计者通常从独立的功能原型开始设计,比如放大、直流偏置、滤波等等。在对每个单元模块进行校验后将他们联合起来。除非特别说明,否则本文中的所有滤波器单元的增益都是1。

1. 5 选择电阻和电容的值

每一个刚开始做模拟设计的人都想知道如何选择元件的参数。电阻是应该用1 欧的还是应该用1 兆欧的?一般的来说普通的应用中阻值在K 欧级到100K 欧级是比较合适的。高速的应用中阻值在100 欧级到1K 欧级,但他们会增大电源的消耗。便携设计中阻值在1 兆级到10 兆欧级,但是他们将增大系统的噪声。用来选择调整电路参数的电阻电容值的基本方程在每张图中都已经给出。如果做滤波器,电阻的精度要选择1% E-96 系列(参看附录A)。一但电阻值的数量级确定了,选择标准的E-12 系列电容。用E-24 系列电容用来做参数的调整,但是应该尽量不用。用来做电路参数调整的电容不应该用5%的,应该用1%。

基本电路

2.1 放大

放大电路有两个基本类型:同相放大器和反相放大器。他们的交流耦合版本如图三所示。对于交流电路,反向的意思是相角被移动180 度。这种电路采用了耦合电容――Cin。Cin被用来阻止电路产生直流放大,这样电路就只会对交流产生放大作用。如果在直流电路中,Cin 被省略,那么就必须对直流放大进行计算。

在高频电路中,不要违反运放的带宽限制,这是非常重要的。实际应用中,一级放大电路的增益通常是100 倍(40dB),再高的放大倍数将引起电路的振荡,除非在布板的时候就非常注意。如果要得到一个放大倍数比较的大放大器,用两个等增益的运放或者多个等增益运放比用一个运放的效果要好的多。

图三

2.2 衰减

传统的用运算放大器组成的反相衰减器如图 4 所示

图四

在电路中 R2 要小于R1。这种方法是不被推荐的,因为很多运放是不适宜工作在放大倍数小于1 倍的情况下。正确的方法是用图5 的电路。

图五

在表一中的一套规格化的 R3 的阻值可以用作产生不同等级的衰减。对于表中没有的阻值,可以用以下的公式计算R3=(Vo/Vin)/(2-2(Vo/Vin))

如果表中有值,按以下方法处理:

为 Rf 和Rin 在1K 到100K 之间选择一个值,该值作为基础值。

将 Rin 除以二得到RinA 和RinB。

将基础值分别乘以 1 或者2 就得到了Rf、Rin1 和Rin2,如图五中所示。

在表中给 R3 选择一个合适的比例因子,然后将他乘以基础值。

比如,如果 Rf 是20K,RinA 和RinB 都是10K,那么用12.1K 的电阻就可以得到-3dB 的衰减

表一

图六中同相的衰减器可以用作电压衰减和同相缓冲器使用。

图六

2.3 加法器

图七是一个反相加法器,他是一个基本的音频混合器。但是该电路的很少用于真正的音频混合器。因为这会逼近运放的工作极限,实际上我们推荐用提高电源电压的办法来提高动态范围。

同相加法器是可以实现的,但是是不被推荐的。因为信号源的阻抗将会影响电路的增益。

图七

2.4 减法器

就像加法器一样,图八是一个减法器。一个通常的应用就是用于去除立体声磁带中的原唱而留下伴音(在录制时两通道中的原唱电平是一样的,但是伴音是略有不同的)

图八

2. 5 模拟电感

图九的电路是一个对电容进行反向操作的电路,它用来模拟电感。电感会抵制电流的 变化,所以当一个直流电平加到电感上时电流的上升是一个缓慢的过程,并且电感中电阻 上的压降就显得尤为重要。

图九

电感会更加容易的让低频通过它,它的特性正好和电容相反,一个理想的电感是没有电阻的,它可以让直流电没有任何限制的通过,对频率是无穷大的信号有无穷大的阻抗。

如果直流电压突然通过电阻 R1 加到运放的反相输入端上的时候,运放的输出将不会有任何的变化,因为这个电压同过电容C1 也同样加到了正相输出端上,运放的输出端表现出了很高的阻抗,就像一个真正的电感一样。

随着电容 C1 不断的通过电阻R2 进行充电,R2 上电压不断下降,运放通过电阻R1 汲取电流。随着电容不断的充电,最后运放的两个输入脚和输出脚上的电压最终趋向于虚地(Vcc/2)。

当电容 C1 完全被充满时,电阻R1 限制了流过的电流,这就表现出一个串连在电感中电阻。这个串连的电阻就限制了电感的Q 值。真正电感的直流电阻一般会比模拟的电感小的多。

这有一些模拟电感的限制:

电感的一段连接在虚地上

模拟电感的 Q 值无法做的很高,取决于串连的电阻R1

模拟电感并不像真正的电感一样可以储存能量,真正的电感由于磁场的作用可以引起很高的反相尖峰电压,但是模拟电感的电压受限于运放输出电压的摆幅,所以响应的脉冲受限于电压的摆幅。

2.6 仪用放大器

仪用放大器用于需要对小电平信号直流信号进行放大的场合,他是由减法器拓扑而来的。仪用放大器利用了同相输入端高阻抗的优势。

基本的仪用放大器如图十所示

图十

这个电路是基本的仪用放大电路,其他的仪用放大器也如图中所示,这里的输入端也使用了单电源供电。这个电路实际上是一个单电源的应变仪。这个电路的缺点是需要完全相等

的电阻,否则这个电路的共模抑制比将会很低(参看文档《Op Amps for Everyone》)。图十中的电路可以简单的去掉三个电阻,就像图十一中的电路。

图十一

这个电路的增益非常好计算。但是这个电路也有一个缺点:那就是电路中的两个电阻必须一起更换,而且他们必须是等值的。另外还有一个缺点,第一级的运放没有产生任何有用的增益。

另外用两个运放也可以组成仪用放大器,就像图十二所示。

图十二

但是这个仪用放大器是不被推荐的,因为第一个运放的放大倍数小于一,所以他可能是不稳定的,而且Vin-上的信号要花费比Vin+上的信号更多的时间才能到达输出端。

滤波电路

这节非常深入的介绍了用运放组成的有源滤波器。在很多情况中,为了阻挡由于虚地引起的直流电平,在运放的输入端串入了电容。这个电容实际上是一个高通滤波器,在某种意义上说,像这样的单电源运放电路都有这样的电容。设计者必须确定这个电容的容量必须要比电路中的其他电容器的容量大100 倍以上。这样才可以保证电路的幅频特性不会受到这个输入电容的影响。如果这个滤波器同时还有放大作用,这个电容的容量最好是电路中其他电容容量的1000 倍以上。如果输入的信号早就包含了VCC/2 的直流偏置,这个电容就可以省略。

这些电路的输出都包含了 VCC/2 的直流偏置,如果电路是最后一级,那么就必须串入输出电容。

这里有一个有关滤波器设计的协定,这里的滤波器均采用单电源供电的运放组成。滤波器的实现很简单,但是以下几点设计者必须注意:

滤波器的拐点(中心)频率

滤波器电路的增益

带通滤波器和带阻滤波器的的Q 值,低通和高通滤波器的类型(Butterworth、Chebyshev、Bessell)。

不幸的是要得到一个完全理想的滤波器是无法用一个运放组成的。即使可能,由于各个

元件之间的负杂互感而导致设计者要用非常复杂的计算才能完成滤波器的设计。通常对波形的控制要求越复杂就意味者需要更多的运放,这将根据设计者可以接受的最大畸变来决定。或者可以通过几次实验而最终确定下来。如果设计者希望用最少的元件来实现滤波器,那么就别无选择,只能使用传统的滤波器,通过计算就可以得到了。

3.1 一阶滤波器

一阶滤波器是最简单的电路,他们有 20dB 每倍频的幅频特性

3.1.1 低通滤波器

典型的低通滤波器如图十三所示

图十三

3.1.2 高通滤波器

典型的高通滤波器如图十四所示

图十四

3.1.3 文氏滤波器

文氏滤波器对所有的频率都有相同的增益,但是他可以改变信号的相角,他同时也用来做相角修正电路。图十五中的电路对频率是F 的信号有90 度的相移,对直流的相移是0 度,对高频的相移是180 度。

图十五

3.2 二阶滤波器

二阶滤波电路一般用他们的发明者命名。他们中的少数几个至今还在使用。有一些二阶滤波器的拓扑结构可以组成低通、高通、带通、带阻滤波器,有些则不行。这里没有列出所有的滤波器拓扑结构,只是将那些容易实现和便于调整的列了出来。

二阶滤波器有 40dB 每倍频的幅频特性。

通常的同一个拓扑结构组成的带通和带阻滤波器使用相同的元件来调整他们的Q值,而且他们使滤波器在Butterworth 和Chebyshev 滤波器之间变化。必须要知道只有Butterworth 滤波器可以准确的计算出拐点频率,Chebyshev 和Bessell 滤波器只能在Butterworth 滤波器的基础上做一些微调。

我们通常用的带通和带阻滤波器有非常高的 Q 值。如果需要实现一个很宽的带通或者带阻滤波器就需要用高通滤波器和低通滤波器串连起来。对于带通滤波器的通过特性将是这两个滤波器的交叠部分,对于带阻滤波器的通过特性将是这两个滤波器的不重叠部分。

这里没有介绍反相 Chebyshev 和 Elliptic 滤波器,因为他们已经不属于电路集需要介绍的范围了。

不是所有的滤波器都可以产生我们所设想的结果――比如说滤波器在阻带的最后衰减幅度在多反馈滤波器中的会比在Sallen-Key 滤波器中的大。由于这些特性超出了电路图集的介绍范围,请大家到教科书上去寻找每种电路各自的优缺点。不过这里介绍的电路在不是很特殊的情况下使用,其结果都是可以接受的。

3.2.1 Sallen-Key 滤波器

Sallen-Key 滤波器是一种流行的、广泛应用的二阶滤波器。他的成本很低,仅需要一个运放和四个无源器件组成。但是换成Butterworth 或Chebyshev 滤波器就不可能这么容易的调整了。请设计者参看参考条目【1】和参考条目【2】,那里介绍了各种拓扑的细节。这个电路是一个单位增益的电路,改变Sallen-Key 滤波器的增益同时就改变了滤波器的幅频特性和类型。实际上Sallen-Key 滤波器就是增益为1 的Butterworth 滤波器。

图十六

3.2.2 多反馈滤波器

多反馈滤波器是一种通用,低成本以及容易实现的滤波器。不幸的是,设计时的计算有些复杂,在这里不作深入的介绍。请参看参考条目【1】中的对多反馈滤波器的细节介绍。如果需要的是一个单位增益的Butterworth 滤波器,那么这里的电路就可以给出一个近似的结果。

图十七

3.2.3 双T 滤波器

双 T 滤波器既可以用一个运放也可仪用两个运放实现。他是建立在三个电阻和三个电容组成的无源网络上的。这六个元件的匹配是临界的,但幸运的是这仍是一个常容易的过程,

这个网络可以用同一值的电阻和同一值的电容组成。用图中的公式就可以同时的将R3 和C3 计算出来。应该尽量选用同一批的元件,他们有非常相近的特性。 3.2.3.1 单运放实现

图十八

如果用参数非常接近的元件组成带通滤波器,就很容易发生振荡。接到虚地的电阻最 好在E-96 1%系列中选择,这样就可以破坏振荡条件。

图十九

3.2.3.2 双运放实现

典型的双运放如图 20 到图22 所示

图二十

图二十一

图二十二

3.2.4 Fliege 滤波器

Fliege 滤波器采用了双运放结构(图二十三~图二十六),所以相对于单运放实现的滤波器他是一种成本较高的滤波器,但是他对拐点频率或者Q 值有非常强的控制能力,可以非常方便的进行调整,而且他是一种全新的滤波器。用它组成的低通、高通、和带通滤波器的增益是固定的,带阻滤波器他的增益是一。

图二十三

图二十四

图二十五

图二十六

3.2.5Akerberg-Mossberg 滤波器

图二十七~图三十中的三运放滤波器是很容易实现。对于低通和高通滤波器可以很方便的调整增益,对于带通和带阻滤波器可以非常容易的调整Q 值。带阻滤波器的性能会比双T 滤波器差一些,但是也不错。

图二十七

图二十八

图二十九

图三十

3.2.6 BiQuad

Biquad 滤波器是一种出名的滤波器结构(图三十一)。他只能组成低通和带通滤波器。 低通滤波器可以根据需要做成同相和反相输出。

图三十一

3.2.7 Sate Variable

Sate Variable 是一种三运放或四运放的拓扑结构。第四个运放在带阻滤波器中必须使用。他也是一种非常便于调整的滤波器拓扑结构,并且他可以很方便的在低通和高通滤波器

之间相互转换,另外对于带通和带阻滤波器的Q 值也可以非常方便的进行调整。但是不幸的是,Akerberg-Mossberg 并不是一种令人喜欢的拓扑结构。因为调整增益、类型、Q 值和限制的电阻是同一个电阻。这就是很多人不愿意用它的原因,除非在应用中同时需要高通、低通、带通和带阻滤波器。

图三十二

附录A-标准电阻电容值

E-12 电阻/电容值

1.0 1.2 1.5 2.2 2.7 3.3 4.7 5.6 6.8 8.2 E-24 电阻/电容值

1.0 1.1 1.2 1.3 1.5 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.7 3.0 3.3 3.6 3.9 4.3 4.7 5.1 5.6 6.2 6.8 7.5 8.2 9.1 E-96 电阻/电容值

1.00 1.02 1.05 1.07 1.10 1.13 1.15 1.18 1.21 1.24 1.27 1.30 1.33 1.33 1.37 1.40 1.43 1.47 1.50 1.54 1.58 1.62 1.65 1.69 1.74 1.78 1.82 1.87 1.91 1.96 2.00 2.05 2.10 2.15 2.21 2.26 2.32 2.37 2.43 2.49 2.55 2.61 2.67 2.74 2.80 2.87 2.94 3.01 3.09 3.16 3.24 3.32 3.40 3.48 3.57 3.65 3.74 3.83 3.92 4.02 4.12 4.22 4.32 4.42 4.53 4.64 4.75 4.87 4.99 5.11 5.23 5.36 5.49 5.62 5.76 5.90 6.04 6.19 6.34 6.49 6.65 6.81 6.98 7.15 7.32 7.50 7.68 7.87 8.06 8.25 8.45 8.66 8.87 9.09 9.31 9.53 9.76

范文七:电源滤波电路浅析

电源滤波电路

整流电路的输出电压不是纯粹的直流,从示波器观察整流电路的输出,

与直流相差很大,波形中 含有较大的脉动成分,称为纹波。为获得比较理想的直流电压,需要利用具有储能作用的电抗性元件(如电容、电感)组成的滤波电路来滤除整流电路输出电压中的 脉动成分以获得直流电压。

常用的滤波电路有无源滤波和有源滤波两大类。无源滤波的主要形式有电容滤波、电感滤波和复式滤波(包括倒L型、LC滤波、LCπ型滤波和RCπ型滤 波等)。有源滤波的主要形式是有源RC滤波,也被称作电子滤波器。直流电中的脉动成分的大小用脉动系数来表示,此值越大,则滤波器的滤波效果越差。 脉动系数(S)=输出电压交流分量的基波最大值/输出电压的直流分量

半波整流输出电压的脉动系数为S=1.57,全波整流和桥式整流的输出电压的脉动系数S≈O.67。对于全波和桥式整流电路采用C型滤波电路 后,其脉动系数S=1/(4(RLC/T-1)。(T为整流输出的直流脉动电压的周期。)

电阻滤波电路

RC-π型滤波电路,实质上是在电容滤波的基础上再加一级RC滤波电路组成的。如图1(B)RC滤波电路。若用S表示C1两端电压的脉动系数,则输 出电压两端的脉动系数S=(1/ωC2R)S。

由分析可知,电阻R的作用是将残余的纹波电压降落在电阻两端,最后由C2再旁路掉。在ω值一定的情况下,R愈大,C2愈大,则脉动系数愈小,也就是滤 波效果就越好。而R值增大时,电阻上的直流压降会增大,这样就增大了直流电源的内部损耗;若增大C2的电容量,又会增大电容器的体积和重量,实现起来也不 现实。这种电路一般用于负载电流比较小的场合.

电感滤波电路

根据电抗性元件对交、直流阻抗的不同,由电容C及电感L所组成的滤波电路的基本形式如图1所示。因为电容器C对直流开路,对交流阻抗小,所以C并联在负载 两端。电感器L对直流阻抗小,对交流阻抗大,因此L应与负载串联。

(A)电容滤波 (B) C-R-C

或RC-π型电阻滤波 脉动系数S=(1/ω

C2R')S'

(C) L-C电感滤

波 (D) π型滤

波或叫C-L-C滤波

1 无源滤波电路的基本形式

并联的电容器C在输入电压升高时,给电容器充电,可把部分能量存储在电容器中。而当输入电压降低时,电容两端电压以指数规律放电,就可以把存储的能量释放 出来。经过滤波电路向负载放电,负载上得到的输出电压就比较平滑,起到了平波作用。若采用电感滤波,当输入电压增高时,与负载串联的电感L中的电流增加, 因此电感L将存储部分磁场能量,当电流减小时,又将能量释放出来,使负载电流变得平滑,

因此,电感L也有平波作用。

利用储能元件电感器L的电流不能突变的特点,在整流电路的负载回路中串联一个电感,使输出电流波形较为平滑。因为电感对直流的阻抗小,交流的阻抗大,因此 能够得到较好的滤波效果而直流损失小。电感滤波缺点是体积大,成本高.

桥式整流电感滤波电路如图2所示。电感滤波的波形图如图2所示。根据电感的特点,当输出电流发生变化时,L中将感应出一个反电势,使整流管的导电角 增大,其方向将阻止电流发生变化。

图2电感滤波电路

在桥式整流电路中,当u2正半周时,D1、D3导电,电感中的电流将滞后u2不到90°。当u2超过90°后开始下降,电感上的反电势有助于D1、D3继 续导电。当u2处于负半周时,D2、D4导电,变压器副边电压全部加到D1、D3两端,致使D1、D3反偏而截止,此时,电感中的电流将经由D2、D4提 供。由于桥式电路的对称性和电感中电流的连续性,四个二极管D1、D3;D2、D4的导电角θ都是180°,这一点与电容滤波电路不同。

图3电感滤波电路波形图

已知桥式整流电路二极管的导通角是180°,整流输出电压是半个半个正弦波,其平均值约为 。电感滤波电路,二极管的导通角也是180°,当忽略电感器L的电阻时,负载上输出的电压平均值也是 。如果考虑滤波电感的直流电阻R,则电感滤波电路输出的电压平均值为

要注意电感滤波电路的电流必须要足够大,即RL不能太大,应满足wL>>RL,此时IO(AV)可用下式计算

由于电感的直流电阻小,交流阻抗很大,因此直流分量经过电感后的损失很小,但是对于交流分量,在wL和 上分压后,很大一部分交流分量降落在电感上,因而降低了输出电压中的脉动成分。电感L愈大,RL愈小,则滤波效果愈好,所以电感滤波适用于负载电流比较大 且变化比较大的场合。采用电感滤波以后,延长了整流管的导电角,从而避免了过大的冲击电流。

电容滤波原理详解

1.空载时的情况

当电路采用电容滤波,输出端空载,如图4(a)所示,设初始时电容电压uC为零。接入电源后,当u2在正半周时,通过D1、D3向电容器C充电;当 在u2的负半周时,通过D2、D4向电容器C充电,充电时间常数为

(a)电路图 (b)波形图

图4 空载时桥式整流电容滤波电路

式中 包括变压器副边绕组的直流电阻和二极管的正向导通电阻。由于 一般很小,电容器很快就充到交流电压u2的最大值 ,如波形图2(b) 的时刻。此后,u2开始下降,由于电路输出端没接负载,电容器没有放电回路,所以电容电压值uC不变,此时,uC>u2,二极管两端承受反向电压,处于截 止状态,电路的输出电压

况如下。 ,电 路输出维持一个恒定值。实际上电路总要带一定的负载,有负载的情

2.带载时的情况

图5给出了电容滤波电路在带电阻负载后的工作情况。接通交流电源后,二极管导通,整流电源同时向电容充电和向负载提供电流,输出电压的波形是正弦 形。在 时刻,即达到u2 90°峰值时,u2开始以正弦规律下降,此时二极管是否关断,取决于二极管承受的是正向电压还是反向电压。

先设达到90°后,二极管关断,那么只有滤波电容以指数规律向负载放电,从而维持一定的负载电流。但是90°后指数规律下降的速率快,而正弦波下降 的速率小,所以超过90°以后有一段时间二极管仍然承受正向电压,二极管导通。随着u2的下降,正弦波的下降速率越来越快,uC 的下降速率越来越慢。所以在超过90°后的某一点,例如图5(b)中的t2时刻,二极管开始承受反向电压,二极管关断。此后只有电容器C向负载以指数规律 放电的形式提供电流,直至下一个半周的正弦波来到,u2再次超过uC,如图5(b)中的t3时刻,二极管重又导电。

以上过程电容器的放电时间常数为

电容滤波一般负载电流较小,可以满足td较大的条件,所以输出电压波形的放电段比较平缓,纹波较小,输出脉动系数S小,输出平均电压UO(AV)大,具有 较好的滤波特性。

(a)电路图 (b)波形图

图5带载时桥式整流滤波电路

以上滤波电路都有一个共性

,那就是需要很大的电容容量才能满足要求,这样一来大容量电容在加电瞬间很有很大的短路电流,这个电流对整流二极管,变压器冲击 很大,所以现在一般的做法是在整流前加一的 功率型NTC热敏电阻来维持平 衡,因NTC热敏电阻在常温下电阻很大,加电后随着温度升高,电阻阻值迅速减小,这个电路叫软起动电路。这种电路缺点是:断电后,在热时间常数内, NTC热敏电阻没有恢复到零功率电阻值,所以不宜频繁的开启。

为什么整流后加上滤波电容在不带负载时电压为何升高?这是因为加上滤波测得的电压是含有脉动成分的峰值电压,加上负载后就是平均值,计算:峰值电 压=1.414×理论输出电压

有源滤波-电子电路滤波

电阻滤波本身有很多矛盾,电感滤波成本又高,故一般线路常采用有源滤波电路,电路如图6。它是由C1、R、C2组成的π型RC滤波电路与有源器件晶 体管T组成的射极输出器连接而成的电路。由图6可知,流过R的电流IR=IE/(1+β)=IRL/(1+β)。流过电阻R的电流仅为负载电流的 1/(1+β).所以可以采用较大的R,与C2配合以获得较好的滤波效果,以使C2两端的电压的脉动成分减小,输出电压和C2两端的电压基本相等,因此输 出电压的脉动成分也得到了削减。

从RL负载电阻两端看,基极回路的滤波元件R、C2折合到射极回路,相当于R减小了(1+β)倍,而C2增大了(1+β)倍。这样所需的电容 C2只是一般RCπ型滤波器所需电容的1/β,比如晶体管的直流放大系数β=50,如果用一般RCπ型滤波器所需电容容量为1000μF,如采用电子滤波 器,那么电容只需要20μF就满足要求了。采用此电路可以选择较大的电阻和较小的电容而达到同样的滤波效果,因此被广泛地用于一些小型电子设备的电源之 中。

范文八:电源滤波电路浅析

电源滤波电路

整流电路的输出电压不是纯粹的直流,从示波器观察整流电路的输出,与直流相差很大,波形中

含有较大的脉动成分,称为纹波。为获得比较理想的直流电压,需要利用具有储能作用的电抗性元件(如电容、电感)组成的滤波电路来滤除整流电路输出电压中的 脉动成分以获得直流电压。

常用的滤波电路有无源滤波和有源滤波两大类。无源滤波的主要形式有电容滤波、电感滤波和复式滤波(包括倒L型、LC滤波、LCπ型滤波和RCπ型滤 波等)。有源滤波的主要形式是有源RC滤波,也被称作电子滤波器。直流电中的脉动成分的大小用脉动系数来表示,此值越大,则滤波器的滤波效果越差。 脉动系数(S)=输出电压交流分量的基波最大值/输出电压的直流分量

半波整流输出电压的脉动系数为S=1.57,全波整流和桥式整流的输出电压的脉动系数S≈O.67。对于全波和桥式整流电路采用C型滤波电路 后,其脉动系数S=1/(4(RLC/T-1)。(T为整流输出的直流脉动电压的周期。)

电阻滤波电路

RC-π型滤波电路,实质上是在电容滤波的基础上再加一级RC滤波电路组成的。如图1(B)RC滤波电路。若用S表示C1两端电压的脉动系数,则输 出电压两端的脉动系数S=(1/ωC2R)S。

由分析可知,电阻R的作用是将残余的纹波电压降落在电阻两端,最后由C2再旁路掉。在ω值一定的情况下,R愈大,C2愈大,则脉动系数愈小,也就是滤 波效果就越好。而R值增大时,电阻上的直流压降会增大,这样就增大了直流电源的内部损耗;若增大C2的电容量,又会增大电容器的体积和重量,实现起来也不 现实。这种电路一般用于负载电流比较小的场合.

电感滤波电路

根据电抗性元件对交、直流阻抗的不同,由电容C及电感L所组成的滤波电路的基本形式如图1所示。因为电容器C对直流开路,对交流阻抗小,所以C并联在负载 两端。电感器L对直流阻抗小,对交流阻抗大,因此L应与负载串联。

(A)电容滤波 (B) C-R-C

或RC-π型电阻滤波 脉动系数S=(1/ω

C2R')S'

(C) L-C电感滤

波 (D) π型滤

波或叫C-L-C滤波

1 无源滤波电路的基本形式

并联的电容器C在输入电压升高时,给电容器充电,可把部分能量存储在电容器中。而当输入电压降低时,电容两端电压以指数规律放电,就可以把存储的能量释放 出来。经过滤波电路向负载放电,负载上得到的输出电压就比较平滑,起到了平波作用。若采用电感滤波,当输入电压增高时,与负载串联的电感L中的电流增加, 因此电感L将存储部分磁场能量,当电流减小时,又将能量释放出来,使负载电流变得平滑,

因此,电感L也有平波作用。

利用储能元件电感器L的电流不能突变的特点,在整流电路的负载回路中串联一个电感,使输出电流波形较为平滑。因为电感对直流的阻抗小,交流的阻抗大,因此 能够得到较好的滤波效果而直流损失小。电感滤波缺点是体积大,成本高.

桥式整流电感滤波电路如图2所示。电感滤波的波形图如图2所示。根据电感的特点,当输出电流发生变化时,L中将感应出一个反电势,使整流管的导电角 增大,其方向将阻止电流发生变化。

图2电感滤波电路

在桥式整流电路中,当u2正半周时,D1、D3导电,电感中的电流将滞后u2不到90°。当u2超过90°后开始下降,电感上的反电势有助于D1、D3继 续导电。当u2处于负半周时,D2、D4导电,变压器副边电压全部加到D1、D3两端,致使D1、D3反偏而截止,此时,电感中的电流将经由D2、D4提 供。由于桥式电路的对称性和电感中电流的连续性,四个二极管D1、D3;D2、D4的导电角θ都是180°,这一点与电容滤波电路不同。

图3电感滤波电路波形图

已知桥式整流电路二极管的导通角是180°,整流输出电压是半个半个正弦波,其平均值约为 。电感滤波电路,二极管的导通角也是180°,当忽略电感器L的电阻时,负载上输出的电压平均值也是 。如果考虑滤波电感的直流电阻R,则电感滤波电路输出的电压平均值为

要注意电感滤波电路的电流必须要足够大,即RL不能太大,应满足wL>>RL,此时IO(AV)可用下式计算

由于电感的直流电阻小,交流阻抗很大,因此直流分量经过电感后的损失很小,但是对于交流分量,在wL和 上分压后,很大一部分交流分量降落在电感上,因而降低了输出电压中的脉动成分。电感L愈大,RL愈小,则滤波效果愈好,所以电感滤波适用于负载电流比较大 且变化比较大的场合。采用电感滤波以后,延长了整流管的导电角,从而避免了过大的冲击电流。

电容滤波原理详解

1.空载时的情况

当电路采用电容滤波,输出端空载,如图4(a)所示,设初始时电容电压uC为零。接入电源后,当u2在正半周时,通过D1、D3向电容器C充电;当 在u2的负半周时,通过D2、D4向电容器C充电,充电时间常数为

(a)电路图 (b)波形图

图4 空载时桥式整流电容滤波电路

式中 包括变压器副边绕组的直流电阻和二极管的正向导通电阻。由于 一般很小,电容器很快就充到交流电压u2的最大值 ,如波形图2(b) 的时刻。此后,u2开始下降,由于电路输出端没接负载,电容器没有放电回路,所以电容电压值uC不变,此时,uC>u2,二极管两端承受反向电压,处于截 止状态,电路的输出电压

况如下。 ,电 路输出维持一个恒定值。实际上电路总要带一定的负载,有负载的情

2.带载时的情况

图5给出了电容滤波电路在带电阻负载后的工作情况。接通交流电源后,二极管导通,整流电源同时向电容充电和向负载提供电流,输出电压的波形是正弦 形。在 时刻,即达到u2 90°峰值时,u2开始以正弦规律下降,此时二极管是否关断,取决于二极管承受的是正向电压还是反向电压。

先设达到90°后,二极管关断,那么只有滤波电容以指数规律向负载放电,从而维持一定的负载电流。但是90°后指数规律下降的速率快,而正弦波下降 的速率小,所以超过90°以后有一段时间二极管仍然承受正向电压,二极管导通。随着u2的下降,正弦波的下降速率越来越快,uC 的下降速率越来越慢。所以在超过90°后的某一点,例如图5(b)中的t2时刻,二极管开始承受反向电压,二极管关断。此后只有电容器C向负载以指数规律 放电的形式提供电流,直至下一个半周的正弦波来到,u2再次超过uC,如图5(b)中的t3时刻,二极管重又导电。

以上过程电容器的放电时间常数为

电容滤波一般负载电流较小,可以满足td较大的条件,所以输出电压波形的放电段比较平缓,纹波较小,输出脉动系数S小,输出平均电压UO(AV)大,具有 较好的滤波特性。

(a)电路图 (b)波形图

图5带载时桥式整流滤波电路

以上滤波电路都有一个共性

,那就是需要很大的电容容量才能满足要求,这样一来大容量电容在加电瞬间很有很大的短路电流,这个电流对整流二极管,变压器冲击 很大,所以现在一般的做法是在整流前加一的 功率型NTC热敏电阻来维持平 衡,因NTC热敏电阻在常温下电阻很大,加电后随着温度升高,电阻阻值迅速减小,这个电路叫软起动电路。这种电路缺点是:断电后,在热时间常数内, NTC热敏电阻没有恢复到零功率电阻值,所以不宜频繁的开启。

为什么整流后加上滤波电容在不带负载时电压为何升高?这是因为加上滤波测得的电压是含有脉动成分的峰值电压,加上负载后就是平均值,计算:峰值电 压=1.414×理论输出电压

有源滤波-电子电路滤波

电阻滤波本身有很多矛盾,电感滤波成本又高,故一般线路常采用有源滤波电路,电路如图6。它是由C1、R、C2组成的π型RC滤波电路与有源器件晶 体管T组成的射极输出器连接而成的电路。由图6可知,流过R的电流IR=IE/(1+β)=IRL/(1+β)。流过电阻R的电流仅为负载电流的 1/(1+β).所以可以采用较大的R,与C2配合以获得较好的滤波效果,以使C2两端的电压的脉动成分减小,输出电压和C2两端的电压基本相等,因此输 出电压的脉动成分也得到了削减。

从RL负载电阻两端看,基极回路的滤波元件R、C2折合到射极回路,相当于R减小了(1+β)倍,而C2增大了(1+β)倍。这样所需的电容 C2只是一般RCπ型滤波器所需电容的1/β,比如晶体管的直流放大系数β=50,如果用一般RCπ型滤波器所需电容容量为1000μF,如采用电子滤波 器,那么电容只需要20μF就满足要求了。采用此电路可以选择较大的电阻和较小的电容而达到同样的滤波效果,因此被广泛地用于一些小型电子设备的电源之 中。

范文九:电源滤波电路识图技巧

电源滤波电路识图技巧

作者:何延民

在整流电路输出的电压是单向脉动性电压,不能直接给电子电路使用。所以要对输出的电压进行滤波,消除电压中的交流成分,成为直流电后给电子电路使用。在滤波电路中,主要使用对交流电有特殊阻抗特性的器件,如:电容器、电感器。本文对其各种形式的滤波电路进行分析。

一、滤波电路种类

滤波电路主要有下列几种:电容滤波电路,这是最基本的滤波电路;π型RC滤波电路;π型LC滤波电路;电子滤波器电路。

二、滤波原理

1.单向脉动性

直流电压的特点如图1(a)所示,。是单向脉动性直流电压波形,从图中可以看出,电压的方向性无论在何时都是一致的,但在电压幅度上是波动的,就是在时间轴上,电压呈现出周期性的变化,所以是脉动性的。

但根据波形分解原理可知,这一电压可以分解一个直流电压和一组频率不同的交流电压,如图1(b)所示。在图1(b)中,虚线部分是单向脉动性直流电压U中的直流成分,实线部分是u中的交流成分。

2.电容滤波原理

根据以上的分析,由于单向脉动性直流电压可分解成交流和直流两部分。在电源电路的滤波电路中,利用电容器的“隔直通交”的特性和储能特性,或者利用电感“隔交通直”的特性可以滤除电压中的交流成分。

图2所示是电容滤波原理图。

图2(a)为整流电路的输出电路。交流电压经整流电路之后输出的是单向脉动性直流电,即电路中的U0 。

图2(b)为电容滤波电路。由于电容C1对直流电相当于开路,这样整流电路输出的直流电压不能通过C1到地,只有加到负载RL上。对于整流电路输出的交流成分,因C1容量较大,容抗较小,交流成分通过C1流到地端,而不能加到负载RL,这样,通过电容C1的滤波,从单向脉动性直流电中取出了所需要的直流电压+U 。

滤波电容C1的容量越大,对交流成分的容抗越小,使残留在负载RL上的交流成分越小,滤波效果就越好。

3.电感滤波原理

图3所示是电感滤波原理图。由于电感L1对直流电相当于通路,这样整流电路输出的直流电压直接加到负载RL上。

对于整流电路输出的交流成分,因L1电感量较大,感抗较大,对交流成分产生很大的阻碍作用,阻止了交流电通过C1流到加到负载RL.这样,通过电感L1的滤波,从单向脉动性直流电中取出了所需要的直流电压+U.

滤波电感L1的电感量越大,对交流成分的感抗越大,使残留在负载RL上的交流成分越小,滤波效果就越好,但直流电阻也会增大。

π型RC滤波电路识图方法

图4所示是π型RC滤波电路。电路中的C1、C2和C3是3只滤波电容,R1和R2是滤波电阻,C1、R1和C2构成第一节π型的RC滤波电路,C2、R2和C3构成第二节π型RC滤波电路。由于这种滤波电路的形式如同希腊字母π和采用了电阻器、电容器,所以称为π型RC滤波电路。

π型RC滤波电路原理如下:

1)这一电路的滤波原理是:从整流电路输出的电压首先经过C1的滤波,将大部分的交流成分滤除,然后再加到由R1和C2构成的滤波电路中。C2的容抗与R1构成一个分压电路,因C2的容抗很小,所以对交流成分的分压衰减量很大,达到滤波目的。对于直流电而言,由于C2具有隔直作用,所以R1和C2分压电路对直流不存在分压衰减的作用,这样直流电压通过R1输出。

2)在R1大小不变时,加大C2的容量可以提高滤波效果,在C2容量大小不变时,加大R1的阻值可以提高滤波效果。但是,滤波电阻R1的阻值不能太大,因为流过负载的直流电流要流过R1,在R1上会产生直流压降,使直流输出电压Ua2减小。R1的阻值越大,或流过负载的电流越大时,在R1上的压降越大,使直流输出电压越低。

3)C1是第一节滤波电容,加大其容量可以提高滤波效果。但是C1太大后,在开机时对C1的充电时间很长,这一充电电流是流过整流二极管的,当充电电流太大、时间太长时,会损坏整流二极管。所以采用这种π型RC滤波电路可以使C1容量较小,通过合理设计R1和C2的值来进一步提高滤波效果。

4)这一滤波电路中共有3个直流电压输出端,分别输出Ua1、Ua2和Ua3.三组直流电压。其中,Ua1只经过电容C1滤波;Ua2则经过了C1、R1和C2电路的滤波,所以滤波效果更好,Ua2中的交流成分更小;Ua3则经过了2节滤波电路的滤波,滤波效果最好,所以Ua3中的交流成分最少。

5)3个直流输出电压的大小是不同的。Ua1电压最高,一般这一电压直接加到功率放大器电路,或加到需要直流工作电压最高、工作电流最大的电路中;Ua2电压稍低,这是因为电阻R1对直流电压存在电压降;Ua3电压最低,这一电压一般供给前级电路作为直流工作电压,因为前级电路的直流工作电压比较低,且要求直流工作电压中的交流成分少。

π型LC滤波电路识图方法

图5所示是π型LC滤波电路。π型LC滤波电路与π型RC滤波电路基本相同。这一电路只是将滤波电阻换成滤波电感,因为滤波电阻对直流电和交流电存在相同的电阻,而滤波电感对交流电感抗大,对直流电的电阻小,这样既能提高滤波效果,又不会降低直流输出电压。

在图5的电路中,整流电路输出的单向脉动性直流电压先经电容C1滤波,去掉大部分交流成分,然后再加到L1和C2滤波电路中。

对于交流成分而言,L1对它的感抗很大,这样在L1上的交流电压降大,加到负载上的交流成分小。

对直流电而言,由于L1不呈现感抗,相当于通路,同时滤π型LC滤波电路波电感采用的线径较粗,直流电阻很小,这样对直流电压基本上没有电压降,所以直流输出电压比较高,这是采用电感滤波器的主要优点。

电子滤波器

图6(a)所示是电子滤波器。电路中的VT1是三极管,起到滤波管作用,C1是VT1的基极滤波电容,R1是VT1的基极偏置电阻,RL是这一滤波电路的负载,C2是输出电压的滤波电容。

电子滤波电路工作原理如下:

①电路中的VT1、R1、C1组成电子滤波器电路,这一电路相当于一只容量为C1×β1大小电容器,β1为VT1的电流放大倍数,由于晶体管的电流放大倍数比较大,所以等效电

容的容量很大,可见电子滤波器的滤波性能是很好的。等效电路如图6(b)所示。图中C为等效电容。

②电路中的R1和C1构成一节RC滤波电路,R1一方面为VT1提供基极偏置电流,同时也是滤波电阻。

由于流过R1的电流是VT1的基极偏置电流,这一电流很小,R1的阻值可以取得比较大,这样R1和C1的滤波效果就很好,使VT1基极上直流电压中的交流成分很少。由于发射极电压具有跟随基极电压的特性,这样VT1发射极输出电压中交流成分也很少,达到滤波的目的。

③在电子滤波器中,滤波主要是靠R1和C1实现的,这也是RC滤波电路,但与前面介绍的RC滤波电路是不同的。在这一电路中流过负载的直流电流是VT1的发射极电流,流过滤波电阻R1的电流是VT1基极电流,基极电流很小,所以可以使滤波电阻R1的阻值设得很大(滤波效果好),但不会使直流输出电压下降很多。

④电路中的R1的阻值大小决定了VT1的基极电流大小,从而决定了VT1集电极与发射极之间的管压降,也就决定了VT1发射极输出直流电压大小,所以改变R1的大小,可以调整直流输出电压+V的大小。

电子稳压滤波器

图7所示是另一种电子稳压滤波器,与前一种电路相比,在VT1基极与地端之间接入了稳压二极管VD1.电子稳压原理如下:

在VT1基极与地端之间接入了稳压二极管VD1后,输入电压经R1使稳压二极管VD1处于反向偏置状态,此时VD1的稳压特性使VT1管的基极电压稳定,这样VT1发射极输出的直流电压也比较稳定。注意:这一电压的稳定特性是由于VD1的稳压特性决定的,与电子滤波器电路本身没有关系。

R1同时还是VD1的限流保护电阻。在加入稳压二极管VD1后,改变R1的大小不能改变VT1发射极输出电压大小,由于VT1的发射结存在PN结电压降,所以发射极输出电压比VD1的稳压值略小。

C1、R1与VT1同样组成电子滤波器电路,起到滤波作用。

在有些场合下,为了进一步提高滤波效果,可采用双管电子滤波器电路,2只电子滤波管构成了复合管电路。这样总的电流放大倍数为各管电流放大倍数之积,显然可以提高滤波效果。

关于电源滤波电路分析主要注意以下几点:

1)分析滤波电容工作原理时,主要利用电容器的“隔直通交”特性,或是充电与放电特性,即整流电路输出单向脉动性直流电压时对滤波电容充电,当没有单向脉动性直流电压输出时,滤波电容对负载放电。

2)分析滤波电感工作原理时,主要是认识电感器对直流电的电阻很小、无感抗作用,而对交流电存在感抗。

3)进行电子滤波器电路分析时,要知道电子滤波管基极上的电容是滤波的关键元件。另外,要进行直流电路的分析,电子滤波管有基极电流和集电极、发射极电流,流过负载的电流是电子滤波管的发射极电流,改变基极电流大小可以调节电子滤波管集电极与发射极之间的管压降,从而改变电子滤波器输出的直流电压大小。

4)电子滤波器本身没有稳压功能,但加入稳压二极管之后可以使输出的直流电压比较稳定。

范文十:电源滤波电路公式

電源供應器 (二) 濾波 (Filtering) 的基本概念 在開始討論濾波之前有一點要先聲明: Filter 是一門較深奧的理論, 要徹底研究 filters 少不了要用到 “轉移函數” (transfer function) 之類的工具, 只好暫時割愛了. 等以後有機會時再來討論克希赫夫定律 (Kirchhoff’s theorem), 網路與節點分析 (mesh and nodal analysis), 拉普拉斯變換 (Laplace transform). 對這些題材感興趣的朋友請您參考: Valley, Wallman: Vacuum Tube Amplifiers 第一章. (或是電路學的書籍, 如: Chua, Desoer, Kuh: Linear and Non-Linear Circuits, 第八章.)

1. 基本方法.

在上次的討論中, 我們知道一個整流子的輸出還不是穩定的直流. 現在我們要來處理整流子的輸出. 處理的越小心, 越精密, 會越接近完美的直流源。

最簡單的處理辦法是利用電容儲存能量及緩慢放電的特性. 將全波整流子的輸出並聯一個電容:

讓我們來看這個電容在這裡產生的功能: 整流子的輸出是一個 100/120 Hz, 上下振盪的訊號. 當電壓升高時, 電容開始充電, 電壓降低時電容開始緩慢放電, 在完全放電之前, 又再度開始下一波充電與放電的程序. 所以並聯一個電容的效果是把一個在 0 伏特與 V 伏特間劇烈振動的訊號變成一個振幅較小的漣波 (ripple). 這個電容越大, 漣波的振幅 dV越小, 也就是說越接近直流.

理論上, 如果這個電容的電容值是無限大, 那麼這個濾波電容的輸出就是一個完美的直流. 但是, 世界上沒有完美的事物, 也因為物物皆有缺陷, 所以才會產生各種不同的方法, 想要補償不足, 科技才會不停的進步.對於這個漣波, 為了將來的需要, 我們把它分解成:

左側這個直流稱為漣波的 "載波", 右邊的只是一個 AC 小訊號. 如此一來, 就可以把 AC 與 DC 分別處理. 也就不需要較多的數學了。

實際設計上面臨的首要的問題是: 要多大的電容? 理論上是越大越好, 電容越大儲存的能量越多. 一般而言, 為了能夠有足夠多的能量能儲存在這個電容裡, 這個電容的選擇應該遵守一個原則:

f= 漣波頻率 (120 Hz 或是 100 Hz). 或是:

另一個重要的問題是: 如何計算漣波起伏的電位差, dV? 漣波起伏的電位差的公式:

最後, 二極體全波整流電容濾波後, 輸出電壓是 1.414 x V. 但是, 這只是理想的數字. 實際應用時, 由於變壓器的 "壓降" (regulation), 及電路的負載等因素, 請您使用第四節的公式計算實際的輸出電壓。

使用一個超大濾波電容的方式並不是非常理想的辦法. 除了 "土法煉鋼" 以外, 您應該用並聯多個較小的電容的辦法, 逐漸減少漣波. 使用多個電容的效果絕對要比一個 "大水缸" 好。 除了這個最基本的方法以外, 還有其他的方法。

2.R-C 濾波

現在您應該知道為什麼整流子的輸出要經過濾波電容了吧。

另一個方法是使用低通濾波器 (low-pass filter). 整流子的輸出是一個 100/120 Hz 的訊號 (外帶 200/240 Hz, 300/360 Hz, … 等高階諧波), 通過一個低通濾波器可以有效的減低這些 100/120 Hz, 200/240 Hz, … 的訊號. 第一種架設低通濾波器的方法是用一個電阻與一個電容:

如果省略這個電阻 R, 就是上一節所討論的內容. 但是, 還是有很多人在這裡放一個電阻. 電流流經這個電阻時, 能量的消耗是:

不是大家都忘了這點, 而是這個電阻可以保護下游的電路, 避免整流子瞬間產生大量電流流入下游電路.

R-C 濾波的缺點是會損失電流. 對於需要大電流的負載, R-C 濾波會損失大量的電能. R-C 濾波只有在電流需求不高的電路中使用較為妥當, 這時, R-C 濾波器的電阻可以發揮保護下游電路的功能. 當然, C-R-C 的設計比單純的 R-C 好. 利用第一個電容產生一個漣波, 再加上 R-C 濾波來濾除漣波, 架設成效果更好的 C-R-C 濾波器.

3.L-C 濾波

另一種製造低通濾波器的方法是使用 L-C 電路:

在 1960 年代設計的電路中, 前輩們經常使用一個 "扼流圈" (choke) 之後另用一個電容, 如:

電感利用電流把能量儲存在磁場裡. 當負載需要能量時, 這時電容兩端電壓會下降, 也會有電流流過 L. 因為電流產生變化, 磁場儲存的能量轉變成電能. 這個電感產生的磁場會對周圍的小訊號產生一定的影響. 而且, 現在的扼流圈都比較昂貴. 但是當負載需要大量的能量時, L-C 濾波會是很有效的工具. 只要在 PC 板 layout 時小心設計, 就可以把磁場對周圍的影響減至最低. 當然您可以結合第一節的方法與 L-C 濾波架設成 C-L-C 濾波.

從這裡看來 , C-L-C 濾波似乎是萬靈丹. 可以達成 C-R-C 的效果, 而無 C-R-C 的缺點 (R 會消耗能量). 但是事實並非如此. 等下一次我們再來仔細討論. C-R-C 或是 C-L-C 濾波, 因為整流子之後的第一個被動元件是一個電容, 所以這類的濾波器稱為 capacitor-input filters. 另一個 L-C 低通濾波器的應用是喇叭的分音器。

4.R-C, L-C濾波公式

設計時, 通常需要一些公式輔助, 計算輸出電壓. 這節的目的是把一些常用的公式整理一下, 以備不時之需。

Erms是濾波器輸入電壓, 也是變壓器次級標示電壓, 講得更白話, 就是用電表量到的電壓. Ripple factor 是漣波高低起伏與輸出電壓的比例. AC 頻率定為 60 Hz. RL 是負載阻抗。

從這些公式, 您有沒有看出什麼規律? 提示: 輸入端第一個濾波元件是電容時, 輸出電壓是

1.4 x Vin 再減去負載電流產生的壓降. 輸入端第一個濾波元件是電感時, 輸出電壓是 0.9 x Vin, 與負載電流無關! 輸入端第一個濾波元件是電容時, 濾波器稱為是 capacitor input. 輸入端第一個濾波元件是電感時, 濾波器稱為是 choke input. 下一次我們要更深入的討論 capacitor input filter 與 choke input filter 的差別。

電源供應器 (三) 電容輸入與電感輸入濾波之比較

1. 開宗明義.

在 Langford-Smith 的 Radio Designer Handbook中的第三十章,第 1162 頁有一圖:

上圖的目的是要比較下列三種整流與濾波的差異:

請您回想一下電源供應器 (二) 的結論: “輸入端第一個濾波元件是電容時, 輸出電壓是 1.4 x Vin 再減去負載電流產生的壓降. 輸入端第一個濾波元件是電感時, 輸出電壓是 0.9 x Vin, 與負載電流無關! 輸入端第一個濾波元件是電容時, 濾波器稱為是 capacitor input. 輸入端第一個濾波元件是電感時, 濾波器稱為是 choke input. 不管是 choke input filters 或是 capacitor input filters 在電源供應級輸出端的電壓總是小於理論值! 圖 30.1B 正是要說明這些情況…

圖 30.1B 敘述 圖 30.1F 這類使用capacitor input 濾波器理想的工作情形: 有負載時 (電源供應級輸出端的電壓小於理論值), 在電容 C1 處, 電壓依照曲線 ABA’B’ 變化. 電容 C1 在 AB 之間會充電, 在 BA’ 之間時會放電. AQB 以上的斜線部份代表變壓器的電壓高於 C1 點的電壓. 也就是說只有在 AB 或是 A’B’ 之間時才會有電流流經整流管 (二極體整流時亦然), 因為在其他的時段 C1 的電壓比變壓器高! (請您想一下: 當 C1的電壓比變壓器輸出電壓高時會發生什麼事情?

提示: 電流會倒流!) 圖 30.1 C 的斜線部分代表流經整流管的電流. 您有沒有注意到: 這個流經整流管的電流並不連續, 是一個脈衝的形式! 使用真空管整流的好處是真空管本身有緩和這個電流脈衝的作用. 如果使用二極體整流, 二極體會立刻反應這個電流脈衝, 產生大量電流流入下游電路。

圖 30.1 D的斜線部分代表使用 choke input 的濾波級時, 流經整流管的電流: 穩定的電流. 同時整流子與變壓器也不需承受脈衝電流的壓力。

2. 圖 30.1C 脈衝電流的計算.

現在讓我們來實際計算一下: 使用 capacitor-input 濾波時, 電流脈衝有多大?

在下圖中, 假設變壓器次級電壓是 240V (峰值電壓會達 1.414 x 240 = 340V), 濾波電容 68 mf:

讓我們複習一下電容的一個特性. 電容, 電壓與電荷的關係是: Q = CV. 在這個公式裡, C 是固定的常數, 當 V 在極短時間 dt 內有小量的變化 dV 時, 儲存在電容裡的電荷也會跟著改變: dQ. 他們對時間的變化率是:

但是, 我們知道電荷對時間的變化率就是電流. 所以:

大家一定都知道交流電的電壓對時間關係是一個正弦函數, 也就是說:

其中 Vpeak 代表峰值電壓. 代入上式:

這個式子告訴我們: I 與 V 有著 90 度的相位差. 如果忽略相位, 只看大小:

在這個例子裡, Vpeak = 340V, C = 68 mf, f = 60, 所以:

這是當這個電容充電時流經電容的峰值電流. 這也是當這個電容充電時, 整流子或整流管必須要供應的電流. (註解: 8.7A 是理論上的最大值, 當負載電路消耗較小時, I 也會較小. 如果回去看第一節的電流脈衝波形, 大概有人還沒什麼感覺. 但是傅立葉變換後, 您要小心不要被嚇一跳: 高階諧波一直高到 RF!)

您注意到了嗎? 當 C 越大時, I 越大 (整流子的負擔越重). 這是使用真空管整流時, 第一個濾波電容不能太大的主要原因。

3. 扼流圈 (Choke) 的選擇

Choke 的單位是: 亨利 (Henry),如果一個 choke 標示 2H, 這表示這個 choke 是 2 Henry。 選擇 choke 時, 您要知道負載電路在靜態 (無輸入訊號) 時所需的電流. 假設負載電路靜態電流是 Imin, 變壓器次級電壓 Vin, choke 至少需要:

L (H) = Vin / Imin (mA) for 60 Hz. (for 50Hz: L(H) = 1.1 x Vin (V) / Imin (mA).) 例如: Vin = 240 V, Imin = 120 mA, 60Hz, choke 至少需要 240/120 = 2H. (50Hz, choke 至少需要 1.1 x 240 / 120 = 1.1 x 2 = 2.2 H.)

Choke 還有另外一個標示: 最高承受電流. 您要注意: 電路所需的最大電流要小於 choke 標示的最高承受電流。